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電容儲(chǔ)能式高速電磁閥驅(qū)動(dòng)電路的研制
閱讀：1077 發(fā)布時(shí)間：2012-10-9
高壓共軌燃油噴射系統(tǒng)是柴油發(fā)動(dòng)機(jī)的發(fā)展方向之一。該系統(tǒng)通過控制燃油的共軌壓力和噴油器的快速啟閉來保證發(fā)動(dòng)機(jī)對(duì)噴油正時(shí)、噴油量及理想噴油率等方面的要求。其中關(guān)鍵執(zhí)行器件是高速電磁閥，其電流響應(yīng)特性決定其驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)滿足下列基本要求。
1.電磁控制閥開啟前的能量強(qiáng)激功率驅(qū)動(dòng)模塊應(yīng)以盡可能高的速率為電磁閥注入能量,確保電磁控制閥在開啟過程中產(chǎn)生足夠大的電磁作用力,縮短開啟響應(yīng)時(shí)間。
2.電磁控制閥開啟后,因工作氣隙較小,磁路磁阻很低,電磁線圈通入較小的保持電流便能產(chǎn)生足夠大的電磁作用力以保證電磁控制閥的可靠開啟。小的保持電流可以降低能量消耗,減小線圈發(fā)熱,同時(shí)有利于電磁控制閥的快速閉合。
綜上所述，電磁閥驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)要求在電磁閥的不同工作階段應(yīng)維持相應(yīng)的理想驅(qū)動(dòng)電流。
目前常見的電磁閥驅(qū)動(dòng)電路大致分為可調(diào)電阻式、雙電壓式、脈寬調(diào)制式和雙電壓脈寬調(diào)制式4種。
其中可調(diào)電阻式驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)簡單但功耗較大，雙電壓式功耗有所減小但仍不理想。脈寬調(diào)制式與雙電壓脈寬調(diào)制式均采用PWM來控制電磁閥保持電流，大大減小了功耗。與脈寬調(diào)制式相比，雙電壓脈寬調(diào)制式的好處在于電磁閥保持電流由蓄電池提供，減輕了DC/DC升壓電路的負(fù)載。
然而上述的幾種驅(qū)動(dòng)電路存在的共同問題是難以確保在噴油脈寬時(shí)序重疊的情況下電磁閥的正常打開。這是因?yàn)楫?dāng)兩路噴油信號(hào)在相位上重疊時(shí)，其中一路電磁閥的導(dǎo)通將導(dǎo)致DC/DC升壓電路的電壓瞬時(shí)下降，這時(shí)的電壓將無法保證另一路電磁閥的正常打開。
本文的課題背景中，柴油高壓共軌轉(zhuǎn)子機(jī)前后雙缸分別配備雙噴油器，即引燃噴油器和主噴油器分別獨(dú)立控制，且兩路噴油器在部分工作中噴油時(shí)序重疊。因此需設(shè)計(jì)開發(fā)一種新型的驅(qū)動(dòng)電路，以保證在這部分情況下噴油器能正常工作，即保證噴油正時(shí)和噴油量。
電容儲(chǔ)能式
高速電磁閥驅(qū)動(dòng)電路
主體電路
轉(zhuǎn)子機(jī)前缸的引燃噴油脈寬信號(hào)INJ1與后缸的引燃噴油脈寬信號(hào)INJ3通過或非門后，輸入到驅(qū)動(dòng)芯片驅(qū)動(dòng)功率MOS管Q1，DC/DC升壓后的100V電源通過Q1打開后向電容C1充電，在噴油脈寬周期內(nèi)Q1關(guān)斷。PWM發(fā)生器通過功率MOS管Q2控制12V電源輸入的占空比。Q1與Q2的源極分別通過二極管D11和D12連接電磁閥L1與L3的上端，D11和D12的作用是將100V和12V兩個(gè)不同電壓的電源隔離開。INJ1和INJ3分別通過低端功率MOS管Q4和Q5實(shí)現(xiàn)選缸。D13、D14為續(xù)流二極管。電流檢測(cè)放大器與PWM發(fā)生器相連實(shí)現(xiàn)反饋控制。
電路工作過程如下。當(dāng)ECU輸出噴油脈寬INJ1時(shí)，Q4選缸導(dǎo)通，電容C1在INJ1開始時(shí)刻向電磁閥L1放電。這時(shí)Q5無選缸信號(hào)，電磁閥L3截止，Q1關(guān)斷，禁止100V向電容C1充電，12V自行反向截止。直到C1放電至低于12V后，12V通過Q2以PWM方式向電磁閥L1提供能量。PWM占空比通過電流檢測(cè)放大器實(shí)現(xiàn)反饋控制。INJ1結(jié)束后，Q4關(guān)斷，L1截止，Q1導(dǎo)通，100V開始向C1充電。當(dāng)發(fā)動(dòng)機(jī)經(jīng)過一個(gè)工作循環(huán)，ECU輸出后缸引燃噴油脈寬INJ3時(shí)，電容C1已充滿電，這時(shí)部分重復(fù)上述工作過程，Q5選缸導(dǎo)通，電磁閥L3工作，電磁閥L4截止。
電磁閥的電流波形圖，從中可以看到電磁閥的整個(gè)工作過程。A點(diǎn)時(shí)刻C1開始放電，電磁閥電流迅速上升；在B點(diǎn)時(shí)刻電磁閥電流到達(dá)峰值電流約30A；至C點(diǎn)時(shí)刻C1電壓從100V降到12V，12V電源開始提供電流，電路中設(shè)置了保持電流10A，D點(diǎn)時(shí)刻噴油脈寬結(jié)束，電磁閥關(guān)斷，電容C1開始充電；E點(diǎn)時(shí)刻電容C1充滿,電壓上升到100V。
與上述類似，轉(zhuǎn)子機(jī)前缸的主噴油脈寬信號(hào)INJ2與后缸的主噴油脈寬信號(hào)INJ4通過另一放電電容C2以相同方式工作。
通過設(shè)置C1和C2兩個(gè)放電電容，在INJ1與INJ2、INJ3與INJ4時(shí)序重合的工作狀態(tài)下保證了開啟電壓各自穩(wěn)定在100V，從而保證了電磁閥的可靠打開。
A點(diǎn)到C點(diǎn)時(shí)刻電容在放電的過程中電壓同時(shí)在下降。這*符合前述的電磁閥工作特性。與雙電壓脈寬調(diào)制式驅(qū)動(dòng)電路相比，電容儲(chǔ)能式的驅(qū)動(dòng)電路功耗更小。且由于電容每次儲(chǔ)能是有限的，所以可防止在某些意外狀況下電磁閥發(fā)生過載燒毀。
同時(shí)，電容儲(chǔ)能式驅(qū)動(dòng)電路無需象其他幾種驅(qū)動(dòng)電路那樣必須通過噴油脈寬同步產(chǎn)生一個(gè)開啟脈寬做為高壓的控制信號(hào)，從而簡化了電路邏輯。
PWM及驅(qū)動(dòng)電路
本設(shè)計(jì)中PWM發(fā)生芯片選用了TL494PWM芯片，其中兩路誤差放大器分別用于前后兩缸引燃與主噴的電流檢測(cè)負(fù)反饋接口，無需另外增加運(yùn)放。
驅(qū)動(dòng)器選擇了IR公司的浮地驅(qū)動(dòng)芯片IR2103。需要注意的是IR2103外圍自舉電容和反向二極管的選擇。在IR2103部分工作時(shí)，既需要保證在開關(guān)管關(guān)斷過程中自舉電容充電時(shí)間足夠短，又應(yīng)保證在開關(guān)管導(dǎo)通過程中電容電壓下降不大，這就要求自舉電容具有合適的電容量且漏電流要小。反向二極管的選擇則要求在打開時(shí)，其反向漏電流必須足夠小，以維持自舉電容兩端的壓差。
電容器的選擇
為保證高壓開啟部分能提供足夠的能量，需對(duì)放電電容的容量進(jìn)行計(jì)算。
由圖3的電磁閥電流波形，對(duì)曲線進(jìn)行近似積分，估算電磁閥開啟所需電量C約為24mF，考慮一定的余量后，選擇容量為33mF的電容。需要注意這里的放電電容應(yīng)滿足高壓、高頻、大電流工作條件下的反復(fù)充放。經(jīng)過比較后本設(shè)計(jì)選用了金屬化聚丙烯薄膜電容器。
電流檢測(cè)電路
本驅(qū)動(dòng)電路的另一特點(diǎn)是采用了電流檢測(cè)反饋控制PWM輸出。與恒定PWM占空比控制方式相比，電流閉環(huán)反饋PWM控制可在電池電壓變化的情況下保證電磁閥保持電流的恒定。這一點(diǎn)對(duì)于保證噴油量的是很必要的。
目前一般的電流反饋控制往往采用在低端設(shè)置接地電阻進(jìn)行電流采樣。這種方式的好處在于結(jié)構(gòu)簡單，成本低。然而卻存在一些問題，如電流檢測(cè)時(shí)電磁閥續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)，精度較低等。
本驅(qū)動(dòng)電路采用了電流檢測(cè)的方法。電流檢測(cè)的好處在于不僅解決了其電流檢測(cè)時(shí)續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)的問題而且提供了部分的短路保護(hù)，此外，測(cè)量精度也較高。
但高速電磁閥的開啟電壓高達(dá)100V，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過普通IC的工作電壓。一般來說電流檢測(cè)芯片往往由于自身工作電壓的限制難以在高壓領(lǐng)域得到應(yīng)用。因此在應(yīng)用中需設(shè)計(jì)搭建外圍電路來實(shí)現(xiàn)電流檢測(cè)芯片的浮地工作。
電流檢測(cè)芯片采用了Maxim公司的MAX4172。該器件是差分輸入、電流值輸出的電流檢測(cè)放大器，輸出電流值與輸入差模值成比例，易轉(zhuǎn)化為對(duì)地電壓值。
Z9、R38和Q14組成并聯(lián)穩(wěn)壓器。齊納二極管Z9將IN、IN-、VCC與GND之間的電壓箝位在10V,電阻R38與三極管Q14則保證齊納二極管Z9的逆向偏置電流保持在一個(gè)合適的值。只要在齊納二極管Z9的工作電流范圍內(nèi)，通過調(diào)整R38的大小即可使得該電流檢測(cè)電路在任意高的電壓下工作。箝位電壓設(shè)為10V，以及設(shè)置二極管D13和電容C35的目的都是為了保證在低壓保持PWM階段使整個(gè)電流檢測(cè)電路供電電壓的穩(wěn)定。三極管Q13和電阻R39將輸出電流值轉(zhuǎn)換成對(duì)地的電壓值，該電壓值被反饋到PWM發(fā)生器TL494的誤差比較口，與設(shè)定的反饋比較電壓Vl進(jìn)行比較，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)PWM的反饋控制。
其中R39的阻值和反饋比較電壓Vl的大小是根據(jù)電磁閥的工作電流倒推計(jì)算得到的。已知MAX4172的輸出與輸入的比例系數(shù)Gm=10mA/V，設(shè)定檢測(cè)電阻Rs=10mW，電磁閥保持電流期望值為10A。經(jīng)計(jì)算V1為1.5V。
從2的電磁閥電流波形可以看到在設(shè)定反饋比較電壓V1=1.5V的參數(shù)下，電流檢測(cè)反饋控制后的電磁閥保持電流穩(wěn)定在10A左右。
結(jié)語
電容儲(chǔ)能式電磁閥驅(qū)動(dòng)電路具有以下特點(diǎn)。
1.特別適用于如轉(zhuǎn)子機(jī)中引燃和主噴兩個(gè)噴油脈寬時(shí)序上可能重疊的情況?？纱_保電磁閥開啟高壓的穩(wěn)定；
2．電容放電模式更符合電磁閥的電流響應(yīng)特點(diǎn)。有利于保護(hù)電磁閥并降低功耗；
3．無需產(chǎn)生開啟脈寬。只需單片機(jī)給出噴油脈寬即可工作，簡化了驅(qū)動(dòng)電路；
4．電路采用電流檢測(cè)反饋控制的PWM輸出。與低端設(shè)置采樣電阻的電流檢測(cè)方法相比，不僅能控制電磁閥保持電流，解決了電流檢測(cè)時(shí)電磁閥續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)的問題，而且提供了部分的短路保護(hù)。
通過在發(fā)動(dòng)機(jī)電控系統(tǒng)中應(yīng)用這種新型驅(qū)動(dòng)電路，已初步實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)子機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)。
1.電磁控制閥開啟前的能量強(qiáng)激功率驅(qū)動(dòng)模塊應(yīng)以盡可能高的速率為電磁閥注入能量,確保電磁控制閥在開啟過程中產(chǎn)生足夠大的電磁作用力,縮短開啟響應(yīng)時(shí)間。
2.電磁控制閥開啟后,因工作氣隙較小,磁路磁阻很低,電磁線圈通入較小的保持電流便能產(chǎn)生足夠大的電磁作用力以保證電磁控制閥的可靠開啟。小的保持電流可以降低能量消耗,減小線圈發(fā)熱,同時(shí)有利于電磁控制閥的快速閉合。
綜上所述，電磁閥驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)要求在電磁閥的不同工作階段應(yīng)維持相應(yīng)的理想驅(qū)動(dòng)電流。
目前常見的電磁閥驅(qū)動(dòng)電路大致分為可調(diào)電阻式、雙電壓式、脈寬調(diào)制式和雙電壓脈寬調(diào)制式4種。
其中可調(diào)電阻式驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)簡單但功耗較大，雙電壓式功耗有所減小但仍不理想。脈寬調(diào)制式與雙電壓脈寬調(diào)制式均采用PWM來控制電磁閥保持電流，大大減小了功耗。與脈寬調(diào)制式相比，雙電壓脈寬調(diào)制式的好處在于電磁閥保持電流由蓄電池提供，減輕了DC/DC升壓電路的負(fù)載。
然而上述的幾種驅(qū)動(dòng)電路存在的共同問題是難以確保在噴油脈寬時(shí)序重疊的情況下電磁閥的正常打開。這是因?yàn)楫?dāng)兩路噴油信號(hào)在相位上重疊時(shí)，其中一路電磁閥的導(dǎo)通將導(dǎo)致DC/DC升壓電路的電壓瞬時(shí)下降，這時(shí)的電壓將無法保證另一路電磁閥的正常打開。
本文的課題背景中，柴油高壓共軌轉(zhuǎn)子機(jī)前后雙缸分別配備雙噴油器，即引燃噴油器和主噴油器分別獨(dú)立控制，且兩路噴油器在部分工作中噴油時(shí)序重疊。因此需設(shè)計(jì)開發(fā)一種新型的驅(qū)動(dòng)電路，以保證在這部分情況下噴油器能正常工作，即保證噴油正時(shí)和噴油量。
電容儲(chǔ)能式
高速電磁閥驅(qū)動(dòng)電路
主體電路
轉(zhuǎn)子機(jī)前缸的引燃噴油脈寬信號(hào)INJ1與后缸的引燃噴油脈寬信號(hào)INJ3通過或非門后，輸入到驅(qū)動(dòng)芯片驅(qū)動(dòng)功率MOS管Q1，DC/DC升壓后的100V電源通過Q1打開后向電容C1充電，在噴油脈寬周期內(nèi)Q1關(guān)斷。PWM發(fā)生器通過功率MOS管Q2控制12V電源輸入的占空比。Q1與Q2的源極分別通過二極管D11和D12連接電磁閥L1與L3的上端，D11和D12的作用是將100V和12V兩個(gè)不同電壓的電源隔離開。INJ1和INJ3分別通過低端功率MOS管Q4和Q5實(shí)現(xiàn)選缸。D13、D14為續(xù)流二極管。電流檢測(cè)放大器與PWM發(fā)生器相連實(shí)現(xiàn)反饋控制。
電路工作過程如下。當(dāng)ECU輸出噴油脈寬INJ1時(shí)，Q4選缸導(dǎo)通，電容C1在INJ1開始時(shí)刻向電磁閥L1放電。這時(shí)Q5無選缸信號(hào)，電磁閥L3截止，Q1關(guān)斷，禁止100V向電容C1充電，12V自行反向截止。直到C1放電至低于12V后，12V通過Q2以PWM方式向電磁閥L1提供能量。PWM占空比通過電流檢測(cè)放大器實(shí)現(xiàn)反饋控制。INJ1結(jié)束后，Q4關(guān)斷，L1截止，Q1導(dǎo)通，100V開始向C1充電。當(dāng)發(fā)動(dòng)機(jī)經(jīng)過一個(gè)工作循環(huán)，ECU輸出后缸引燃噴油脈寬INJ3時(shí)，電容C1已充滿電，這時(shí)部分重復(fù)上述工作過程，Q5選缸導(dǎo)通，電磁閥L3工作，電磁閥L4截止。
電磁閥的電流波形圖，從中可以看到電磁閥的整個(gè)工作過程。A點(diǎn)時(shí)刻C1開始放電，電磁閥電流迅速上升；在B點(diǎn)時(shí)刻電磁閥電流到達(dá)峰值電流約30A；至C點(diǎn)時(shí)刻C1電壓從100V降到12V，12V電源開始提供電流，電路中設(shè)置了保持電流10A，D點(diǎn)時(shí)刻噴油脈寬結(jié)束，電磁閥關(guān)斷，電容C1開始充電；E點(diǎn)時(shí)刻電容C1充滿,電壓上升到100V。
與上述類似，轉(zhuǎn)子機(jī)前缸的主噴油脈寬信號(hào)INJ2與后缸的主噴油脈寬信號(hào)INJ4通過另一放電電容C2以相同方式工作。
通過設(shè)置C1和C2兩個(gè)放電電容，在INJ1與INJ2、INJ3與INJ4時(shí)序重合的工作狀態(tài)下保證了開啟電壓各自穩(wěn)定在100V，從而保證了電磁閥的可靠打開。
A點(diǎn)到C點(diǎn)時(shí)刻電容在放電的過程中電壓同時(shí)在下降。這*符合前述的電磁閥工作特性。與雙電壓脈寬調(diào)制式驅(qū)動(dòng)電路相比，電容儲(chǔ)能式的驅(qū)動(dòng)電路功耗更小。且由于電容每次儲(chǔ)能是有限的，所以可防止在某些意外狀況下電磁閥發(fā)生過載燒毀。
同時(shí)，電容儲(chǔ)能式驅(qū)動(dòng)電路無需象其他幾種驅(qū)動(dòng)電路那樣必須通過噴油脈寬同步產(chǎn)生一個(gè)開啟脈寬做為高壓的控制信號(hào)，從而簡化了電路邏輯。
PWM及驅(qū)動(dòng)電路
本設(shè)計(jì)中PWM發(fā)生芯片選用了TL494PWM芯片，其中兩路誤差放大器分別用于前后兩缸引燃與主噴的電流檢測(cè)負(fù)反饋接口，無需另外增加運(yùn)放。
驅(qū)動(dòng)器選擇了IR公司的浮地驅(qū)動(dòng)芯片IR2103。需要注意的是IR2103外圍自舉電容和反向二極管的選擇。在IR2103部分工作時(shí)，既需要保證在開關(guān)管關(guān)斷過程中自舉電容充電時(shí)間足夠短，又應(yīng)保證在開關(guān)管導(dǎo)通過程中電容電壓下降不大，這就要求自舉電容具有合適的電容量且漏電流要小。反向二極管的選擇則要求在打開時(shí)，其反向漏電流必須足夠小，以維持自舉電容兩端的壓差。
電容器的選擇
為保證高壓開啟部分能提供足夠的能量，需對(duì)放電電容的容量進(jìn)行計(jì)算。
由圖3的電磁閥電流波形，對(duì)曲線進(jìn)行近似積分，估算電磁閥開啟所需電量C約為24mF，考慮一定的余量后，選擇容量為33mF的電容。需要注意這里的放電電容應(yīng)滿足高壓、高頻、大電流工作條件下的反復(fù)充放。經(jīng)過比較后本設(shè)計(jì)選用了金屬化聚丙烯薄膜電容器。
電流檢測(cè)電路
本驅(qū)動(dòng)電路的另一特點(diǎn)是采用了電流檢測(cè)反饋控制PWM輸出。與恒定PWM占空比控制方式相比，電流閉環(huán)反饋PWM控制可在電池電壓變化的情況下保證電磁閥保持電流的恒定。這一點(diǎn)對(duì)于保證噴油量的是很必要的。
目前一般的電流反饋控制往往采用在低端設(shè)置接地電阻進(jìn)行電流采樣。這種方式的好處在于結(jié)構(gòu)簡單，成本低。然而卻存在一些問題，如電流檢測(cè)時(shí)電磁閥續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)，精度較低等。
本驅(qū)動(dòng)電路采用了電流檢測(cè)的方法。電流檢測(cè)的好處在于不僅解決了其電流檢測(cè)時(shí)續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)的問題而且提供了部分的短路保護(hù)，此外，測(cè)量精度也較高。
但高速電磁閥的開啟電壓高達(dá)100V，遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過普通IC的工作電壓。一般來說電流檢測(cè)芯片往往由于自身工作電壓的限制難以在高壓領(lǐng)域得到應(yīng)用。因此在應(yīng)用中需設(shè)計(jì)搭建外圍電路來實(shí)現(xiàn)電流檢測(cè)芯片的浮地工作。
電流檢測(cè)芯片采用了Maxim公司的MAX4172。該器件是差分輸入、電流值輸出的電流檢測(cè)放大器，輸出電流值與輸入差模值成比例，易轉(zhuǎn)化為對(duì)地電壓值。
Z9、R38和Q14組成并聯(lián)穩(wěn)壓器。齊納二極管Z9將IN、IN-、VCC與GND之間的電壓箝位在10V,電阻R38與三極管Q14則保證齊納二極管Z9的逆向偏置電流保持在一個(gè)合適的值。只要在齊納二極管Z9的工作電流范圍內(nèi)，通過調(diào)整R38的大小即可使得該電流檢測(cè)電路在任意高的電壓下工作。箝位電壓設(shè)為10V，以及設(shè)置二極管D13和電容C35的目的都是為了保證在低壓保持PWM階段使整個(gè)電流檢測(cè)電路供電電壓的穩(wěn)定。三極管Q13和電阻R39將輸出電流值轉(zhuǎn)換成對(duì)地的電壓值，該電壓值被反饋到PWM發(fā)生器TL494的誤差比較口，與設(shè)定的反饋比較電壓Vl進(jìn)行比較，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)PWM的反饋控制。
其中R39的阻值和反饋比較電壓Vl的大小是根據(jù)電磁閥的工作電流倒推計(jì)算得到的。已知MAX4172的輸出與輸入的比例系數(shù)Gm=10mA/V，設(shè)定檢測(cè)電阻Rs=10mW，電磁閥保持電流期望值為10A。經(jīng)計(jì)算V1為1.5V。
從2的電磁閥電流波形可以看到在設(shè)定反饋比較電壓V1=1.5V的參數(shù)下，電流檢測(cè)反饋控制后的電磁閥保持電流穩(wěn)定在10A左右。
結(jié)語
電容儲(chǔ)能式電磁閥驅(qū)動(dòng)電路具有以下特點(diǎn)。
1.特別適用于如轉(zhuǎn)子機(jī)中引燃和主噴兩個(gè)噴油脈寬時(shí)序上可能重疊的情況?？纱_保電磁閥開啟高壓的穩(wěn)定；
2．電容放電模式更符合電磁閥的電流響應(yīng)特點(diǎn)。有利于保護(hù)電磁閥并降低功耗；
3．無需產(chǎn)生開啟脈寬。只需單片機(jī)給出噴油脈寬即可工作，簡化了驅(qū)動(dòng)電路；
4．電路采用電流檢測(cè)反饋控制的PWM輸出。與低端設(shè)置采樣電阻的電流檢測(cè)方法相比，不僅能控制電磁閥保持電流，解決了電流檢測(cè)時(shí)電磁閥續(xù)流環(huán)難以包含在內(nèi)的問題，而且提供了部分的短路保護(hù)。
通過在發(fā)動(dòng)機(jī)電控系統(tǒng)中應(yīng)用這種新型驅(qū)動(dòng)電路，已初步實(shí)現(xiàn)了轉(zhuǎn)子機(jī)的穩(wěn)定運(yùn)轉(zhuǎn)。